【学习笔记】无线通信

第一章:传播和衰落

一、概述

无线通信的性能主要由无线信道决定,我们将无线电波从发射机传播到接收机的行为称为无线传输。电磁波主要收反射、绕射、散射的影响。

  • 反射:电磁波在传播过程中遇到尺寸远大于自身波长的物体而产生的物理现象(如地球,建筑物表面)
  • 绕射:发射机与接收机之间的无线路径被尖锐的、不规则的物体表面或者小的缺口阻挡所发生的物理现象。
  • 散射:由一个或多个尺寸远小于其波长的本地障碍物引起的电磁波偏移原来传播方向的物理现象。
噪声与衰落(信号幅度在时间和频率上的波动)是影响信号的主要因素。

衰落主要分为两种:

  • 大尺度衰落:移动设备通过一段较长的距离时会产生大尺度衰落。
    • 路径损耗
    • 阴影衰落
  • 小尺度衰落:移动台在较短距离移动时,由多条路径的相消或相长干涉引起的信号电平快速波动。
    • 由于多径时延的相对扩展,所以用信道频率选择性(频率选择或平坦)来描述小尺度衰落。

img

二、大尺度衰落

1. 一般的路损模型:LOS

用于视距范围内,没有障碍物,常用于卫星通信系统

a. 自由空间路径损耗模型

如果没有系统硬件的损耗,则令L=1。

1
2
3
4
5
6
7
function PL=PL_free(fc,dist,Gt,Gr)
lamda = 3e8/fc;
tmp = lamda./(4*pi*dist);
% 传入参数的个数nargin
if nargin>2, tmp = tmp*sqrt(Gt); end % 如果传入Gt
if nargin>3, tmp = tmp*sqrt(Gr); end % 如果传入Gr
PL = -20*log10(tmp); % 空间路径损耗

b.对数距离路径损耗模型

引入路损指数n,修正自由空间损耗模型

c.对数正态阴影模型

引入随机变量,考虑不同时候环境的影响。

1
2
3
4
function PL=PL_logdist_or_norm(fc,d,d0,n,sigma)
lamda = 3e8/fc;
PL = -20*log10(lamda/(4*pi*d0)) + 10*n*log10(d/d0); % 对数距离路径损耗模型
if nargin>4, PL = PL + sigma*randn(size(d)); end % 对数正态阴影模型

2. Okumura / Hata模型

考虑了天线高度和地区覆盖类型,适用于载波范围为500—1500 MHz,小区半径为1-100 Km,天线高度为30-100m

a.Okumura模型:

b.Hata模型

将Okumura模型扩展到各种传播环境(这是最常用的路径损耗模型)

1
2
3
4
5
6
7
8
9
10
11
12
13
14
15
16
17
18
19
20
21
22
23
24
function PL=PL_Hata(fc,d,htx,hrx,Etype)
% Hata Model
% Input
% fc : carrier frequency[Hz]
% d : between base station and mobile station[m]
% htx : height of transmitter[m]
% hrx : height of receiver[m]
% Etype : Environment Type('urban','suburban','open')
% output
% PL : path loss[dB]
if nargin<5, Etype = 'URBAN';
end
fc=fc/(1e6);
%C_Rx为天线的相关系数
if fc>=150&&fc<=200, C_Rx = 8.29*(log10(1.54*hrx))^2 - 1.1; %大范围,频率小于200MHz
elseif fc>200, C_Rx = 3.2*(log10(11.75*hrx))^2 - 4.97; %大范围,频率大于200MHz
else C_Rx = 0.8+(1.1*log10(fc)-0.7)*hrx-1.56*log10(fc); % 中等大小
end
PL = 69.55 +26.16*log10(fc) -13.82*log10(htx) -C_Rx +(44.9-6.55*log10(htx))*log10(d/1000); % 市区环境
EType = upper(Etype);
if EType(1)=='S', PL = PL -2*(log10(fc/28))^2 -5.4; % 郊区
elseif EType(1)=='O'
PL=PL+(18.33-4.78*log10(fc))*log10(fc)-40.97; % 开阔地
end

3.IEEE 802.16d模型

属于对数阴影路径损耗模型,根据教区宏蜂窝中发射机与接收机之间的障碍物密度分为A\B\C三类。

三、小尺度衰落

小尺度衰落是指在短期内的衰落,当移动台一定较小的一段距离,接受信号在短期内的快速波动。

多径信号以可变相位达到接收天线会引起干涉(相同相位的相长干涉、相位不同的相消干涉)。

它的决定因素有:多径传播、移动台的速度、周围物体的速度、信号传输带宽

1.小尺度衰落参数

一般使用功率时延分布(PDP)【相对延迟、平均功率】描述衰落信道状态。

  • 平均过量时延与PDP的一阶矩有关
  • 均方根时延扩展(RMS时延扩展)与PDP的二阶矩有关。
  • 相干带宽与RMS时延扩展成反比。

2.时间色散衰落与频率色散衰落

接收信号衰落具体类型由传输方案(信号参数确定,带宽与符号周期)和信道特性决定(信道参数确定,多径时延扩展与多普勒扩展)。

  • 多径时延扩展 >> 时间色散效应 >> 频率选择性衰落

    • 多径效应会引起时间扩展,所以信道的频率响应会随着频率改变而改变。
    • 时间色散:从时域上分析,对于多径传播信号来说,不同路径的信号到达接收机时有不同的时延,相邻的发送信号在接收端处会发生时间上的重叠,造成符号间干扰,这种现象我们称之为传播信号发生了时间色散。
    • 发射信号可能会经历选择性和非选择性衰落,被称为频率选择性衰落和非频率选择性衰落。
      • 主要由信号的带宽决定。
      • 当信道带宽 > 信号带宽 , 非频率选择性衰落,进行平坦衰落;
      • 当信道带宽 < 信号带宽 , 频率选择性衰落,会产生码间干扰(ISI);

  • 多普勒扩展 >> 频率色散效应 >> 时间选择性衰落

    • 多普勒平移:信号在时域的波动与发射机和接收机之间的相对运动密切,我们将相对运动引起的频域的扩展,称为多普勒平移。

3. 衰落信道的统计特性与产生

3.1 统计特性

用统计的方式描述移动台接受信号的电磁场特性。

3.2 瑞利分布和莱斯分布

假设通频带接受信号为h(t) , h_I(t)与h_Q(t)分别为h(t)的同相和正交分量(实部和虚部)。

  • 瑞利分布: h_I(t)与h_Q(t)分别近似高斯随机过程,接受信号的幅度满足瑞利分布。(LOS环境,视距)
    • H = (randn(1,L)+j*randn(1,L))/sqrt(2)
  • 莱斯分布:某一部分的散射分量明显强于其他分量,接受信号的幅度满足莱斯分布。(NLOS环境,非视距)
    • H = sqrt(K/(K+1)) + sqrt(1/(K+1))*(randn(1,L)+j*randn(1,L))/sqrt(2);

第二章:SISO信道模型

  • PAS:功率方位谱
  • PDP:功率时延分布
  • RMS时延扩展:均方根时延扩展

起源:因为在实际中,无法全面的描述信道特性,所以便需要借助于特定的信道模型,用于适应某种给定环境或平均的信道情况。

一、室内信道模型

它对应于建筑物内小范围覆盖区域,如办公室和商场。在这样的环境中,PAS(功率方位谱)趋近于均匀分布,即接收到来自不同方向的散射分量的功率相同。但是信道条件也会随着时间和位置的改变而改变,这需要使用PDP来描述信道时延和平均功率。

通常假设室内信道为静态或准静态。

A.一般 室内模型

最常用的有两种:2-径模型和指数模型。

  1. 2-径模型:有两条射线,一条是零时延的直射路径,另一条是有延迟的反射路径,两条路径的功率相同。
    • 平均过量时延= RMS时延
    • 使用范围:当第一条路径有明显损耗时
    • 局限:第二条路径的时延是唯一的参数,因此,不够精确。
  2. 指数模型:信道的平均功率随信道的延迟,按指数递减。
    • 适用于室内信道。
    • 平均过量时延= RMS时延
    • $P(\tau)=\frac{1}{\tau_d}e^{\frac{-\tau}{\tau_d}}$

B. IEEE 802.11模型

采用了指数模型演化而来。

  • PDP服从指数模型分布

  • 将每一个信道抽头建模为独立的复高斯随机变量,其功率服从指数的PDP,每一个抽头的时间编号为采样周期的整数倍。

C. S-V模型

将多径分量的到达过程看作是泊松过程。将每一簇以及每一簇内的射线到达时间都服从泊松过程。

D. UWB 模型

基于S-V的基础上修复了幅度进行衰落的过程(独立的对数正态衰落)。

二、室外信道模型

室外信道受终端的移动速度的影响,信道的增益随时间的变化而变化。增益的时变性依赖于移动台的速度,并受多普勒平移的影响。

A. FWGN 信道模型

FWGN:Filtered White Gaussian Noise 滤波后的高斯白噪声

室外信道主要由控制信道增益随时间变化的多普勒谱来描述。可以通过FWGN模型实现不同类型的多普勒谱。

  1. Clarke/Gans模型:

    假设移动台周围的散射分量是均匀的,且功率相等。

    如图所示,在频域产一个复高斯噪声(分为实部与虚部);将它们分别通过多普勒滤波器;将他们分别通过IFFT模块;最后合并成复信道增益,产生一个复合瑞利分布的信道。

  2. 改进的频率FWGN信道模型

  3. 时域FWGN信道模型

B. Jakes模型

C. 基于射线的信道模型

D. 频率选择性衰落信道模型

E. SUI信道模型

第三章:MIMO信道模型

首先介绍MIMO信道的统计模型;然后介绍基于相关性的两种信道模型I-METRA和SCM;

一、MIMO统计信道模型

与SISO不同的地方是MIMO需要考虑发射天线与接收天线之间的相关性。MIMO信道的空间相关性取决于每个多径分量到达角(AoA)。

如图所示,这是一个M*1的SIMO信道,使用了均匀线性阵列(ULA)的排列方式。其中M跟天线以距离d等间隔排列。

  • AoA:为入射路径与天线单元的垂直方向的夹角。

  • $ c(\phi_i) $:天线阵列的导向向量

将接收信号用积分形式标识:

  • 方位时延扩展(ADS),瞬间的功率方位-时延谱(PADS)
  • 功率方位谱/角度谱(PAS),方位角扩展(AS),功率时延谱(PDS),时延扩展(DS)

A.空间相关性

天线间的相关性主要取决于AoA、PAS和天线间距离d。

B. PAS模型

  • PAS模型:

    1. 余弦函数n次幂的PAS模型

    2. 均匀PAS模型

    3. 截断高斯PAS模型

    4. 截断拉普拉斯PAS模型

  • PAS标准差与AS关系:当AS小于30°时,PAS标准差与AS几乎相等;然而大于30°时,差异明显。如图所示,拉普拉斯PAS模型能够提供更宽的线性范围。

  • 多簇:除了本地散射分量外,MS附近还存在主散射分量,则MS将接收到具有不同到达角和PAS的多簇信号。

二、 I-METRA MIMO 信道

A. 相关MIMO衰落信道的统计模型

如图所示,假设BS上又M根天线,MS上有N根天线,可以使用M*N的矩阵表示窄带MIMO信道H。

通过抽头延迟线(TDL)建模,得到MIMO信道的扩展

所以,MS与BS信号之间的关系可以表示为

B. 相关MIMO信道系数的产生

假设两根不同BS天线m1 和m2,其信道增益的相关系数可以表示为:

因此,定义MS的对称空间的相关矩阵为

下面,我们计算MIMO信道系数

  1. 计算空间相关矩阵

  2. 根据R得到平方根相关矩阵

  3. 利用平方根分解\Gamma,得到C

  4. 得到第l条路径的MIMO衰落信道

  5. 因此最终得到信道系数

C. I-METRA MIMO信道

  1. 对于给定的信道配置,包括BS和MS天线的数量、天线间隔、簇的数量、PAS、AS和AoA确定BS与MS的空间相关矩阵(R{BS}与R{MS})和归一化因子。
  2. 求出C,将C与每条路径功率P和不相关衰落信号al相乘,得到衰落的MIMO信道。

其中的一些特性:

  1. 多普勒谱
  2. 莱斯衰落
  3. 方向矩阵

D、3GPP MIMO 信道

三、SCM MIMO信道

A. SCM 信道参数

B. SCM 信道建模

C. 基于射线的信道模型的空间相关性

第四章:OFDM

注:符号解释

  • ISI:符号间干扰
  • ICI:载波间干扰
  • ACI:领道干扰
  • VC:虚拟载波
  • CP:循环前缀

一、单载波传输与多载波传输

A. 单载波传输

  1. 基本结构

​ 如图所示,它是一个典型的单载波传输通信系统。均衡器的用于补偿多径信道的影响,它的输出:

​ 在传输过程中,系统受到信道带宽与信号带宽的影响,可能会产生ISI,可以参考第一篇文章。如图所示,在单载波传输系统中,当数据速率增大(即信号带宽增大,信道带宽不变),ISI会变得明显。

  1. ISI与奈奎斯特准则

    总体的脉冲响应:

    当总体的脉冲响应满足下面的条件时,可以彻底消除ISI,即:

  2. 对高速率单载波传输的限制

    为了支持每秒传输Rs个符号,所需最小的传输带宽为奈奎斯特带宽,即为Rs/2[Hz]。

    因此,如果需要更大的传输带宽支持更高的数据速率。因为当信号带宽大于无线信道的相干带宽时,链路会收到多径衰落的影响,从而导致ISI。

B.多载波传输

  1. 基本结构

    如图(a)所示,发射机通过多个窄带滤波器Hk(f),将宽带信号分解成若干个窄带信号。接收端通过多个窄带滤波器Gk(f)再将这些窄带信号合成。

    如图(b)所示,频率选择性的宽带信号被近似分为若干个频率平坦的窄带信道,窄带信道的非频率选择性可以降低每个子信道均衡器的复杂度。只要保证子信道间的正交性,就能抑制ICI。

    在多信道系统中,将宽带分割成N个窄带子信道,每个子信道的子载波频率为fk。

    • 多载波通信的基本结构,如(a)。
      • 它是多信道系统的一种具体形式。
      • 在正交子信道上,不同符号以并行形式传输。
      • 可以将多载波传输看作是一种频分多址方法。
    • 滤波多音频传输(FMT),如(b)。
      • 每个子信道带宽有限。

  2. OFDM传输方式

    正交频分复用(OFDM)传输方案是多信道系统的一种形式。它与FMT很相似。

    如图(a),OFDM没有为每个子载波使用独立的滤波器和振荡器,并且为了带宽效率,子载波的频谱相互重叠,这与FMT传输方案将带宽分为N个正交的窄带子信道不同。

    • 在发射端,对发射符号使用N点的IFFT,可以生成N个子载波信号和的采样x[n];
    • 在传输中,y[n]=x[n]+w[n];
    • 在接收端,对接受符号使用N点的FFT,可以得到喊噪声的发射符号。

    如图(b),给出了IDFT/DFT实现OFDM的结构。

    如图(c),当所有的子载波的持续时间T有限时,可以认为OFDM信号的频谱是频移sinc函数在频域上的综合,其中所有重叠的相邻sinc函数的间隔为1/T。因为每个符号上的每个子载波信号都是时间有限,所以OFDM信号会产生带外辐射,这将引起不可忽略的ACI。

    如图(d),频谱的第一旁瓣相对于主瓣来说并不是很小。因此,为了减少带外辐射,OFDM在外侧的子载波设置一个保护带宽,被称为VC。为了消除OFDM符号间的ISI,OFDM还会在时域中插入保护间隔,被称为CP。

  1. FMT传输方式

    FMT是一种多信道系统的形式。

    它有两种实现方式,第一种是直接实现,第二种是利用IDFT/DFT实现。

    如(b),带限滤波器可以减少它们之间的重叠。因此,它与OFDM不同,FTM不需要使用VC做保护间隔。

C. 单载波与多载波传输

二、OFDM基本原理

A. 调制与解调

  1. 正交性

    考虑时间有限的复指数信号$e^{j2\pi f_k t} $,它们表示OFDM中不同的子载波。如果这些信号的乘积在它们的周期内记分为零,那么认为它们是正交的,即为

如图所示,不论什么样的延迟,前4个信号是相互正交的。

但是x5,x6不与前4个正交,因为x5频率不是基频的整数倍,x6不连续。

  1. 调制与解调

    OFDM发射器先将信息比特流映射成一个PSK或QAM符号序列,然后将符号序列转换成N个并行的符号流,每N个经过串/并转换的符号被不同的子载波调制。

    设$X_l[k]$表示第k个子载波上的第l个发送符号。由于串/并转换,N个符号的传输时间扩展为NTs,它是单个OFDM符号持续时间Tsym,即Tsym=NTs。

    时间连续的通频带和基带信号分别表示为:

    对上式中时间连续的基带OFDM信号进行采样可以得到,离散时间的OFDM符号。

    OFDM系统的发射机和接收机框图

B. OFDM保护间隔

  1. 多径信道对OFDM符号的影响

    如图所示,不同长度的两个脉冲响应以及它的频率响应。

​ 如下图所示,在多径信道中,两个连续的OFDM符号上的ISI影响。如(b)所示,第一个接受符号(实线)与第二个接受符号(虚线)产生混叠,引起了ISI。

  1. 循环前缀CP:将OFDM符号后部的采样复制到前面,实现对OFDM符号的扩展。
    • (a)中:OFDM符号的长度为$T{sym}=T{sub}+T_G $,其中CP长度为$T_G$
    • (b)中:从时域和频域共同描述了OFDM符号。
    • (c)中:多径信道对OFDM符号中某些子载波的ISI影响。

如果CP长度大于或等于多径信道的最大延迟,那么此符号对下一个符号的ISI影响将被限制在保护间隔中,因此不会影响下一个符号的FFT变化。因此,只要保护间隔的长度大于多径信道的最大延迟,就可以维持子载波间的正交性。

​ 如下图所示,如果保护间隔长度小于最大多径时延扩展,那么前一个符号的尾巴将会影响下一个符号的前端,造成ISI。在实际中,会产生符号定时偏差(STO),它会使OFDM符号的前端和FFT窗的起始点不一致。

​ 如下图所示,即使CP长度大于多径信道的最大延迟,也会发生ISI和/或ICI(载波间干扰),这取决于FFT窗的起始点的定时。具体的说,如果FFT窗起始点早于时延的前一个符号末端,那么会出现ISI;如果FFT窗起始点晚于时延的符号的起始点,那么会出现ISI,又会出现ICI。

  1. 循环后缀CS:它复制OFDM符号的头部,并将它插入OFDM符号的末端。

    • 可以防止上、下行之间的干扰。
    • 也可将CS用做调频或射频融合的保护间隔。

  2. 补零ZP:在保护间隔中填充零。

    • 为了防止ICI,ZP复制下一个符号的保护间隔部分,并添加到当前符号的头部。
    • 因为ZP被零填充,所以含有ZP的恏实际长度比CP或CS的OFDM符号长度更小,用于发射的矩形窗的长度也更小,相应的频谱也更宽。

C. OFDM保护频带

可以将OFDM符号中每个子载波看做一个单音频信号与矩形窗相乘,其中矩形窗的频谱是一个sinc函数。因此,OFDM信号的功率谱是许多频移后的sinc函数的总和,有较大的带外功率,会导致领道干扰(ACI)。为了降低ACI,需要有一个保护带。

为了减少OFDM的带外功率,从而抑制ACI:

  • 可以使用BPF。但是为了得到可以接受的滤波性能,可能需要大量的计算和很高的复杂度。
  • 使用时域成形函数,如升余弦(RC)窗。如下图所示,可以到到减少带外功率的目的,当滚降系数增大时,RC窗的过渡部分变得更加平滑,更长的有效保护间隔可以减少ACI。
  • 使用虚拟载波(VC),其中VC是指在传输带宽的两端不适用的子载波。当使用VC时,不需要进行额外的处理;然而VC不用于传输数据,频谱效率下降为原来的$N{used}/N$,其中$N{used}$为用于传输数据的子载波数。

因此,将VC与RC窗结合起来使用,可以减少带外功率和抑制ACI。

如下图所示,具有不同的滚降系数的RC窗的功率谱(带外功率随着滚降系数增大而减小),其中子载波总数为64,54个子载波用于数据传输,10个子载波用于VC。

D. OFDM的BER

对于M-QAM信号的误比特率(Bit Error Rate,BER)

E.频域注水算法

频域AMC关键就是注水算法,对于具有较大SNR的子载波使用更多的比特和功率,以此达到信道容量最大。

三、编码OFDM

四、OFDM的多址扩展

OFDM是一种传输技术,它使所有子载波为一个用户传输符号,无法自身实现多址接入。但是可以与现有的接入技术相结合。

  • 现有的多址接入技术有:时分多址,频分多址、码分多址。

A.资源分配—子信道分配

第五章:OFDM同步

本章研究符号定时偏差(STO)和载波频率偏差(CFO)对系统的影响。

一、STO的影响

为了检测每一个OFDM符号的起始点,必须执行符号定时同步,这样有助于精确采样。如表所示,时域上产生$\delta$的误差,在频域上会引起相位偏差。

如图所示,四种情况下的STO的影响:

  • Case 1:起始点与精确点一致,保持正交性,没有任何干扰。
  • Case 2:起始点在精确点前,但处在前一个OFDM符号相应末端之后,第l与l-1个符号不会重叠(不会ISI),通过单抽头的频域均衡器就可补偿相位偏差。
  • Case 3:起始点早于前一个OFDM符号的末端,会产生ISI,子载波的正交性被ISI破坏,产生ICI。
  • Case 4:起始点滞后于精准点,产生ICI与ISI。

二、CFO的影响

调制与解调的过程可以理解成,发射机:基带信号通过载波调制到频带,接收机:使用相同频率将信号变换到基带。

产生误差的原因:

  1. 发射机与接收机载波信道发生器不稳定。
  2. 多普勒频移。

假设$fc$与$f’_c$分别表示发射机与接收机的载波频率,$f{offset}$为二者之差。多普勒频移为$f_d$,由载波频率$f_c$与移动速度v决定$f_d=v f_c / c$。

定义CFO为CFO与子载波间隔$\Delta f$的比例为

如表所示,频域上产生$\varepsilon$的误差,在时域上会引起相位偏差。

如下图所示,不同的$\varepsilon$对接受信号的影响。

A、IFO影响

B、FFO影响

三、STO估计技术

有两种解决方法,分别为使用CP或训练符号的STO估计技术。

A. 时域STO估计

  1. 基于CP的STO估计

    由于B就是将B’的内容复制过来的,所以B与B‘的两个采样快应该是完全相同的。因此,利用这点可以识别STO。

    • 使用最小差值,因为存在CFO,会性能下降。
    • 采用差的平方,

  2. 基于训练符号的STO估计

    插入训练符号,虽然不受多径信道的影响,但是会带来性能开销。

B. 频率STO估计

四、CFO估计技术

A. 时域CFO估计

  1. 基于CP的CFO估计
  2. 基于训练符号的CFO估计

B. 频率STO估计

五、采样时钟偏差的影响

A. 相位偏差

可以看作定时误差,当发射机与接收机中的采样速率或频率完全一致时,会产生相位偏差。当存在偏差时,采样时间不一致,但会产生某个固定的时间差。

B.频率偏差

发射机与接收机的振荡器不匹配或存在多普勒频移时,会产生采样SFO。

六、对采样时钟差的补偿

七、蜂窝系统的同步

A. 下行同步

第六章:信道估计

在OFDM系统中,发射机将信息比特序列调制成QAM/PSK符号,然后对应进行IFFT将它编程时域信号,最后通过无线信道将它们发射出去,接收到的信号通常会因为信道特性的影响而失真。为了恢复发送的比特信息,在接收机必须对信道的影响进行估计和补偿。

一、导频结构

导频结构根据排列的不同,一般可以分为三种:块状类型、梳状类型和格状类型。

A. 块状类型

如图所示,此类型对所有的子载波都插入了导频,我们可以利用这些导频沿时间轴进行信道估计。其中,令$S_t $为导频符号的周期,为了追踪时变信道的特性,防止导频信号的频率必须与相干时间保持一致。由于信道的相干时间与多普勒频移成反比,所以导频符号的周期必须满足:

由于导频是周期性,插入导频符号的所有子载波中的,所以块状导频的排列适用于频率选择性信道,但是对于快衰落信道,通过缩短导频符号的周期来跟踪信道变换会引起太大的符合。

B.梳状类型

如图所示,这种类型中,在每个OFDM符号的子载波周期性放置导频信号,然后利用这些导频信号进行频域插值,进行信道估计。令$S_f$为导频在频率上的周期,为了跟踪频率选择性信道的特性,放置导频符号必须与相干带宽保持一致。因为相干带宽由最大时延扩展的倒数决定,所以导频符号必须满足:

此类型适用于快衰落信道,而不是频率选择性信道。

C. 格状类型

如图所示,这种类型以给定的周期沿时间轴与频率轴两个方向插入导频。为了跟踪时变与频率选择特性,必须满足:

二、基于训练符号的信道估计

假设所有的子载波是正交的,可以将接收到的训练信号表示为:$Y = XH +Z $

A. LS信道估计

这里不给出具体的推到过程,主要思想就是使得接受信号与估计信号尽可能小。

观察上式可知,MSE与信噪比成反比,这说明LS估计增强了噪声,在信道估计处于深衰落时,更是如此。但是因为它的方法简单,所以广泛应用在信道估计中。

B. MMSE估计

通过将LS估计值$\hat{H} $乘上加权系数W得到新的估计值$\tilde{H} $,W根据减少$H-\hat{H}$决定(它与$\tilde{H}$正交)。

具体过程:

三、基于DFT的信道估计

基于DFT的信道估计可以提高LS或MMSE信道估计的性能,这种技术可以消除噪声(最大信道延迟之外的)来实现提高性能。

  1. 先将估计值$\hat{H} $做IDFT变换$IDFT{\hat{H}} $
  2. 将最大信道延迟L外的数据赋为0,得到$\hat{H}_{DFT} $
  3. 将$\hat{H}_{DFT} $ 进行DFT变换转换成

四、判决反馈信道估计

一旦进行了初始的信道估计,就可以采用判决反馈信道估计方法来更新信道系数。

五、先进的信道估计技术

A. 叠加信号的信道估计

将一部分功率分配给导频。

B. 快速时变信道的信道估计

C. 基于EM算法的信道估计

D. 盲信道估计